ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIÓN UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE CARTAGENA - Repositorio Principal
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ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIERÍA DE
TELECOMUNICACIÓN
UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE CARTAGENA
T RABAJO F INAL DE M ÁSTER
Diseño de agrupación en serie de antenas Leaky Wave en la
banda de UHF.
Autor: Eloy Andreu García
Directores: José Luis Gómez Tornero
David Cañete Rebenaque
9 de septiembre de 2021
Dedicado a,
mis padres y mi hermana
I
II
Agradecimientos
En primer lugar, agradecer a mis directores David Cañete Rebenaque, José Luis Gómez
Tornero y Miguel Poveda García, por haberme ayudado desde el grado hasta el Máster en el
desarrollo de estos proyectos fin de estudios, por mostrarme lo bonita que es la investigación y
lo importante que es formarse cada día en esta rama de la ingeniería de telecomunicaciones y
gracias a esto mejorar no solo a nivel académico e intelectual si no a nivel personal.
En segundo lugar, en esta nueva etapa como Ingeniero de Telecomunicaciones, agradecer
a mis amigos, a los que surgieron en la carrera y a los de siempre. A mi familia el apoyo y
ánimo durante estos años, en especial a mi hermana y mis padres, por la educación y trabajo
que me han enseñado, su apoyo incondicional y ser una referencia a seguir. Sin olvidar a mis
padrinos, mis segundos padres, y mis abuelos, tanto los que nos cuidan desde arriba como los
que pudieron ver la formación completa.
III
IV AGRADECIMIENTOS
Resumen
Las antenas leaky-wave (LWA, leaky-wave antenna) permiten conseguir haces directivos es-
caneados en frecuencia, y usando una alimentación sencilla. Recientemente se han usado estas
antenas para aplicaciones de estimación del ángulo de llegada en redes inalámbricas en la banda
de 2.4 GHz [1]-[8], tales como redes de sensores de tipo Zigbee [1], Bluetooth [2]-[7], o redes
WiFi [8], [9]. En cualquier caso, estas antenas son de tipo half-width microstrip (HMW LWA)
[10], debido a su diseño directo y simplicidad estructural [6]. Las antenas HWM LWA están
formadas básicamente por un parche impreso metálico de longitud L y anchura W, que radia
por uno sus lados. Se imprimen en substratos dieléctricos, y por lo tanto ofrecen un bajo coste
de fabricación usando técnicas de prototipado de circuitos impresos.
Para las aplicaciones anteriormente mencionadas en la banda ISM de 2.45 GHz, el tamaño
de las antenas es de aproximadamente 40 - 50 cm de longitud, para obtener haces con una direc-
tividad suficiente (anchos de haz en torno a 20º-30º). Sin embargo, para menores frecuencias,
como las usadas en RFID en la banda de UHF (900 MHz), se necesitan LWA de al menos un
metro de longitud para conseguir sintetizar haces suficientemente directivos. En este caso, no es
posible fabricar una antena de un metro de longitud en un único substrato, y se hace necesario
fabricar al menos dos antenas y conectarlas en serie. En este TFM se estudian las condiciones
que permiten un diseño óptimo de una agrupación de dos antenas LWA de tipo HWM, que sean
conectadas en serie. Se pretende demostrar que el diseño cuidadoso de la distancia entre las
antenas y de la longitud del cable que las conecta en serie, puede proporcionar la deseada inter-
ferencia constructiva y por lo tanto una antena equivalente eficiente. Por el contrario, un diseño
descuidado puede dar lugar a una interferencia destructiva con efectos nocivos en el diagrama
resultante. Se programará en Matlab un modelo teórico para obtener los diagramas de radiación
en función de la frecuencia de la agrupación de dos antenas LWA en función de sus principa-
les parámetros. Se usará un diseño práctico concreto como ejemplo. Se comprobarán mediante
simulación con HFSS [9] dichas condiciones teóricas, tanto para el caso óptimo como para el
caso peor. Finalmente, si es posible, se hará una comprobación experimental.
V
VI RESUMEN
Índice general
Agradecimientos III
Resumen V
Lista de figuras IX
Lista de tablas XIII
1. Introducción 1
1.1. Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.1.1. Objetivo general . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.1.2. Objetivos diferenciados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.2. Fases . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2
1.3. Estructura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2
2. Fundamentos y conceptos generales 5
2.1. Leaky-Wave Antenna (LWA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
2.1.1. Clasificación de las antenas ’Leaky-Wave’ . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.1.2. Comportamiento físico de los campos en la antena Leaky-wave . . . . 11
2.2. Half-Width Leaky-wave Antenna (HWLWA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.3. Radio Frequency Identification (RFID) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3. Uso de la Cámara Anecoíca 21
4. Desarrollo del proyecto 25
4.1. Diseño antena Half-width Leaky-Wave en HFSS . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
4.1.1. Resultados Half-width LWA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
4.1.2. Half-width LWA individual . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
4.2. Introducción al array lineal en fase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
VII
VIII ÍNDICE GENERAL
4.2.1. Caracterización de los desfases . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
4.3. Calculo teórico del array. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
4.4. Obtención y comparativa de resultados: Medidas - Matlab - Simulación. . . . . 41
4.4.1. Relación θM AX / frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
4.4.2. Relación ∆θ / frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
4.4.3. Relación N LP S / frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
4.4.4. Relación Ganancia/frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
5. Conclusiones y líneas futuras 61
5.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
5.2. Líneas futuras . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
Bibliografía 65Índice de figuras
2.1. Diseño inicial de una LWA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
2.2. Evolución longitudinal de una onda de fuga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
2.3. Diagrama Fan Beam [23] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.4. Antena Leaky-wave 2D: (a) Formando un haz tipo lapiz y (b) formando una haz
cónico [15]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.5. LWA uniforme [23]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.6. LWA periódica [23]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.7. Relación geométrica entre los números de onda kz y ky con el número de onda
en espacio libre k0 [24] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.8. Suma coherente de dos ondas fugadas en una dirección definida por θm . . . . . 12
2.9. Modelo de rayos para explicar los campos radiados de una leaky-wave [15] . . 13
2.10. Diagrama simplificado para mostrar la fuga de energía y la aparición de una
zona iluminada en la zona exterior a la antena. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.11. Antena planar Leaky-wave presentada por Menzel. . . . . . . . . . . . . . . . 15
2.12. Distribución del campo eléctrico en una Microstrip del modo (EH01 ) [14] . . . 15
2.13. Estructura de una Half-width Leaky-wave Antenna . . . . . . . . . . . . . . . 16
2.14. Líneas de Campos en una Half-width Leaky-wave Antenna . . . . . . . . . . . 17
2.15. Capacidad de escaneo en frecuencia usando tres frecuencias diferentes . . . . . 18
3.1. V N ARohdeSchwarzZV L9kHz − 6GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
3.2. Innco Systems Compact Table CT 0800-P. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
3.3. Innco Systems Turn device DE 3260-P. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
4.1. (4.1a) Taper con inset, (4.1b) Taper con cónico con arco e inset, (4.1c) Taper
con cónico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
4.2. Diseño de la LWA en HFSS. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
4.3. Parámetros de diseño. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
4.4. Diagrama de Radiación Plano H de HFSS. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
IXX ÍNDICE DE FIGURAS
4.5. Parámetros S para la HWMLWA LA = 101,2cm. . . . . . . . . . . . . . . . . 29
4.6. Eficiencia de radiación para HWMLWA de LA = 101,2cm. . . . . . . . . . . . 30
4.7. Diagrama de Radiación LA = 50,6cm. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
4.8. Parámetros S para HWMLWA LA = 50,6cm. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
4.9. Esquema de 2 LWA conectadas en serie. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
4.10. Diagrama de radiación de una LWA de 2LA = 101,2cm teórico y simulado
(HFSS). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
4.11. Esquema de 2 LWA conectadas en serie con su circuito equivalente. . . . . . . 35
4.12. a) Intensidad de los campos de la apertura, b) Distribución de fase de la apertura,
c) Diagramas de radiación de la apertura. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
4.13. Diagrama de radiación respecto a LS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
4.14. Diagrama de radiación respecto a IL. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
4.15. Diagrama de radiación respecto a α/k0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
4.16. Prototipo fabricado. a) Array final b) HWMLWA individual y c) Zoom de la
transición. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.17. Medida de la antena individual en cámara anecoica. . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.18. Medida del array en cámara anecoica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.19. Diagrama de radiación antena fabricada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.20. Parámetros S de la antena fabricada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
4.21. Comparativa de los diagramas de radiación Matlab y medidos. . . . . . . . . . 45
4.22. Comparativa de los parámetros S simulados y medidos. . . . . . . . . . . . . . 46
4.23. Comprobación del reajuste en Matlab de los diagramas de radiación. . . . . . . 47
4.24. Campos de radiación complejos de apertura en la serie fed-array con longitud
coaxial óptima para interferencia constructiva. a) Intensidad b) Fase y c) Dia-
grama de radiación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
4.25. Diagrama de radiación medido del array de 2LWAs. . . . . . . . . . . . . . . . 50
4.26. Comparativa del diagrama de radiación en fase medido del array con el obtenido
de Matlab. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
4.27. Array antenas con through. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
4.28. Transición array antenas con through. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
4.29. Diagrama de radiación medido del array de 2LWAs con through. . . . . . . . . 53
4.30. Campos de radiación complejos de apertura en la serie fed-array con longitud
coaxial óptima para interferencia destructiva. a) Intensidad b) Fase y c) Diagra-
ma de radiación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53ÍNDICE DE FIGURAS XI
4.31. Comparativa del diagrama de radiación medido del array con el obtenido de
Matlab. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
4.32. Diagrama de radiación con frecuencias óptimas. . . . . . . . . . . . . . . . . . 55
4.33. Diagrama de radiación normalizado con frecuencias óptimas. . . . . . . . . . . 55
4.34. Diagrama de radiación polar normalizado para frecuencias óptimas. . . . . . . 56
4.35. Diagrama de radiación polar normalizado para frecuencias óptimas. . . . . . . 56
4.36. Relación θM AX / frecuencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
4.37. Relación θM AX / frecuencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
4.38. Relación N LP S / frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
4.39. Relación Ganancia/frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
5.1. LWA LA = 101,6cm. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63
5.2. Array 2LWA LA = 50,6cm interferecia constructiva Lcoax = 12,325. . . . . . . 63
5.3. Array 2LWA LA = 50,6cm interferecia destructiva Lcoax = 4cm. . . . . . . . . 63XII ÍNDICE DE FIGURAS
Índice de tablas
4.1. Parámetros de diseño LA y W0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
4.2. Parámetros de diseño. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
4.3. Ángulo de máxima radiación para cada frecuencia. . . . . . . . . . . . . . . . 29
4.4. Dimensiones del array de 2 LWA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
4.5. Desfases del ’gap’ o sombra del array. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
4.6. Dimensiones del array fabricado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.7. Desfases del array fabricado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
4.8. Desfases del array interferencia destructiva. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
4.9. Dimensiones del array en interferencia destructiva. . . . . . . . . . . . . . . . 52
4.10. Ángulos con apuntamiento óptimo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
5.1. Comparativa de diseños. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62
XIIIXIV ÍNDICE DE TABLAS
Capítulo 1
Introducción
1.1. Objetivos
1.1.1. Objetivo general
El objetivo principal del proyecto es obtener las condiciones teóricas óptimas para que una
agrupación de dos o más antenas leaky-wave (LWA, leaky-wave antenna) conectadas en serie,
proporcionen haces directivos escaneados en frecuencia. Comprobar dichas condiciones teó-
ricas mediante simulación electromagnética con HFSS de un diseño práctico en la banda de
UHF (900-950 MHz) para aplicaciones de RFID pasiva y, posteriormente, tras la fabricación
de los prototipos comprobar experimentalmente sus características y prestaciones mediante la
medición en cámara anecoica.
1.1.2. Objetivos diferenciados
Para que el objetivo principal pueda cumplirse, se deben diferenciar tareas más concretas
cuya resolución ayude a cumplir el objetivo final. Por ello, existen varios objetivos diferencia-
dos:
1. Diseño del sistema utilizando el software comercial HFSS.
2. Caracterización teórica a través de simulaciones numéricas en MATLAB.
3. Desarrollo del sistema teórico modelado.
4. Estudio de la variación de diagrama de radiación del array de antenas respecto de distintos
parámetros del sistema.
5. Evaluación de prestaciones.
12 CAPÍTULO 1. INTRODUCCIÓN
1.2. Fases
Este proyecto se han realizado en diferentes fases:
1. Programación en Matlab de códigos de simulación eficientes, que permitan modelar el
comportamiento de dos antenas leaky-wave (LWA, leaky-wave antenna) idénticas y co-
nectadas en serie.
2. Determinación teórica de las condiciones que permiten obtener una antena equivalente
óptima, es decir, que proporcione una haz lo más directivo posible y escaneado en fre-
cuencia gracias a la interferencia constructiva de las dos antenas.
3. Determinación de las condiciones de interferencia destructiva y sus efectos nocivos en el
diagrama de radiación de la agrupación.
4. Diseño de un caso práctico usando antenas LWA de tipo half-width microstrip (HMWL-
WA), sintonizadas para escanear en la banda de UHF de 900 MHz.
5. Comprobación mediante el software de simulación HFSS de dichas condiciones teóricas.
6. Comprobación experimental mediante fabricación de prototipos y medidas en cámara
anecoica.
7. Evaluación sobre las prestaciones del sistema y los parámetros que la determinan.
En los siguientes capítulos se desarrollarán detenidamente cada una de ellas.
1.3. Estructura
En el presente capítulo se indican los objetivos principales del proyecto para cumplir la tarea
principal del proyecto, conseguir formar un array con condiciones óptimas para obtener unas
prestaciones ideales. Además se muestran las fases diferenciadas que se siguen para conseguir
este objetivo.
En el segundo capítulo, llamado Fundamentos y conceptos generales, introducimos las con-
ceptos teóricos que incluye el campo de acción de todo el proyecto. Se explica la tecnología a
utilizar para el diseño de la agrupación.
El tercer capítulo, se explica el uso de la cámara anecoica para realizar las medidas.
El cuarto capítulo, denominado Desarrollo del proyecto, se describe el diseño y las carac-
terizaciones físicas de la antena, sus resultados, las limitaciones de fabricación. La solución y
propuesta principal a las limitaciones, su estudio teórico y resultados generales.1.3. ESTRUCTURA 3 El quinto capítulo, denominado Conclusiones y líneas futuras, se presentan las resoluciones del trabajo planteado y se efectúa un análisis de estos resultados si han sido de utilidad y si sirven para continuar en lineas futuras con el proyecto.
4 CAPÍTULO 1. INTRODUCCIÓN
Capítulo 2
Fundamentos y conceptos generales
2.1. Leaky-Wave Antenna (LWA)
El desarrollo de nuevas tecnologías y nuevos sistemas de comunicaciones dio lugar a la bús-
queda de alternativas a las guías de onda que ofreciesen mayor ancho de banda y conexiones
entre tecnologías más sencillas, debido a esto surgieron soluciones como las líneas de transmi-
sión tipo línea stripline o microstrip, esta última tiene una naturaleza de línea de transmisión
abierta lo que introdujo los modos de superficie, que posteriormente, dieron lugar a los modos
de fuga.
Las antenas Leaky-Wave o antenas de onda de fuga son una clase de antenas que utilizan
una onda viajera (travelling wave) en una estructura como mecanismo principal de radiación
[13]. El primer diseño de una antena Leaky-Wave fue una guía de onda rectangular con una
hendidura a lo largo de su estructura (Fig.2.1). Dado que la fuga se produce a lo largo de la
hendidura de la estructura, dicha longitud constituye la apertura efectiva de la antena, siempre
y cuando la tasa de fuga no sea tan grande que provoque que toda la potencia se radie antes de
llegar al final de la ranura.
Estas antenas tienen la ventaja de la simplicidad, ya que no se requiere una complicada red
de alimentación, un bajo coste de producción y un diagrama de radiación de alta ganancia. Debi-
do a esta simplicidad, suelen ser atractivas para frecuencias de microondas y ondas milimétricas.
56 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
Figura 2.1: Diseño inicial de una LWA.
Las antenas de onda de fuga soportan una onda rápida en la estructura, donde la constante
de fase β es menor que el número de onda del espacio libre k0 [15]. Por lo tanto, la onda
de fuga es fundamentalmente un tipo de onda radiante, que irradia potencia continuamente
mientras se propaga por la estructura guía. Debido a la fuga de potencia, tenemos una constante
de propagación compleja (2.1), que consiste en una constante de fase β y una constante de
atenuación α.
ky = βy − jαy (2.1)
Como podemos observar en la expresión (2.1), la constante de fase βy es el parámetro que
nos indica el cambio de fase de la onda electromagnética a lo largo de la antena por unidad de
longitud (rad/m), y la constante de atenuación αy nos indica la disminución de la amplitud de
la onda por unidad de longitud (nep/m), es decir, la cantidad de energía que se pierde por radia-
ción o fuga a lo largo de la antena, también es conocida como tasa de radiación, directamente
relacionada con la cantidad de superficie iluminada por la antena, lo que nos afecta a la anchura
del haz del lóbulo principal, que adelantábamos anteriormente.
Si la tasa de fuga, α, es grande implica que tenemos una apertura efectiva corta y por tanto la
potencia se fuga rápidamente dando lugar a haces muy anchos. Por el contrario, si α es pequeña,
la apertura efectiva es grande, siempre y cuando la apertura física sea lo suficientemente larga,
generando haces estrechos, ya que la potencia se fuga progresivamente.2.1. LEAKY-WAVE ANTENNA (LWA) 7
Figura 2.2: Evolución longitudinal de una onda de fuga.
La constante de fase (β) cambia con la frecuencia, y está relacionada directamente con el
ángulo de radiación del haz θRAD :
βy (f )
sinθRAD (f ) = (2.2)
k0 (f )
De (2.12) podemos determinar que el ángulo de radiación también cambia con la frecuen-
cia, tanto por el cambio del número de onda k0 , que varía de forma lineal con la frecuencia,
pero sobre todo, por la variación de βy , debido a la propagación de la onda dentro de la antena.
Esto nos da lugar la característica inherente más importante de estas antenas, la capacidad de
escaneo en frecuencia.
Además, como la velocidad de fase (vp ) de una onda guiada es:
2πc
w c
vp = = λ = (2.3)
βy βy βy
k0
el ángulo θRAD tiene que cumplir la siguiente condición de radiación y solo tiene sentido
definirlo si:
β
c (2.5)8 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
Resumiendo, podemos concluir que la antena Leaky-wave nos proporciona unas ventajas,
en cuanto al diagrama de radiación, que son:
Control del ángulo de apuntamiento con la frecuencia, es decir, nos permiten el control
del ángulo de máxima radiación según la frecuencia de trabajo.
Control del ancho de haz, o dicho de otra forma, el ajuste de la directividad.
El diagrama de radiación se puede obtener mediante la transformación de Fourier de la
distribución de la apertura. de estas antenas es muy característico, el haz tiene una forma cónica,
donde la forma detallada del haz depende de las dimensiones de la sección transversal de la
antena, por lo que el haz es directivo en el plano H, plano de escaneo, que lo hace adecuado
para formar parte de un sistema de radar[26]. En el plano transversal o plano E, el haz es casi
omnidireccional. Uniendo ambas cosas, se forma un haz tipo Fan Beam [23].
Figura 2.3: Diagrama Fan Beam [23]
Existen técnicas que permiten estrechar el haz en su plano transversal, como son la forma-
ción de un array lineal de LWA paralelas.
2.1.1. Clasificación de las antenas ’Leaky-Wave’
Existen varias clasificaciones de las antenas Leaky-wave, según su geometría y principio de
operación. Respecto a la primera, podemos diferenciar entre antena Leaky-wave 1D y antena
Leaky-wave 2D. En una antena Leaky-wave 1D, la estructura soporta una onda en una dirección
fija (Fig.2.1), este tipo será el que desarrollaremos en este proyecto. Sin embargo, en la 2D, se2.1. LEAKY-WAVE ANTENNA (LWA) 9
propagará una onda leaky-wave cilíndrica en la dirección radial respecto de su alimentación (un
ejemplo de estas es la Fabry-Perot LWA Fig.2.4(b)).
Figura 2.4: Antena Leaky-wave 2D: (a) Formando un haz tipo lapiz y (b) formando una haz
cónico [15].
Otra clasificación posible es si su estructura es uniforme o periódica. El primer tipo, la ante-
na será uniforme si a lo largo de su estructura su geometría no cambia (Fig.2.1). Por el contrario,
si la antena posee una modificación periódica tendremos una antena Leaky-wave periódica, esta
periodicidad es la que controla la fuga. En la literatura podemos encontrar además a otro tercer
tipo denominado quasi-uniforme.
Figura 2.5: LWA uniforme [23].10 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
Figura 2.6: LWA periódica [23].
Dentro de las antenas de onda de fuga uniforme, hay dos tipos diferentes que son similares
en principio pero que difieren en su comportamiento respecto al ángulo de escaneo o explora-
ción. Las estructuras de guía de estos dos tipos difieren en si están llenas de aire o de dieléctrico.
Las estructuras de guiado llenas de aire típicas serían la guía de ondas rectangular abierta y guía
de ondas con ranuras, para las que los modos dominantes son rápidos en relación con la ve-
locidad del espacio libre. Las estructuras de guiado que están llenas de dieléctrico, que usan
tecnologías como la microstrip, incluyen la guía dieléctrica no radiativa (NRD) y la linea mi-
crostrip abierta con carga dieléctrica. Dependiendo de la frecuencia y la geometría, los modos
dominantes en estas estructuras de guía pueden ser rápidos o lentos, pero cuando cuando se uti-
β
lizan como antenas de onda de fuga, es necesario operarlas en el rango de onda rápida < 1,
k0
por supuesto.
Hay ventajas y desventajas en el rendimiento cuando las estructuras de guía están llenas de aire
o de dieléctrico. Con respecto a la variación de la anchura del haz con el ángulo de exploración,
las estructuras llenas de aire son superiores. En cambio, con dieléctrico, la anchura del haz cam-
bia con el ángulo de exploración. Con respecto a a la sensibilidad a la frecuencia, es decir, la
rapidez con la que el ángulo del haz se explora al variar la frecuencia, la estructura cargada de
dieléctrico puede escanear un mayor rango de ángulos para el mismo cambio de frecuencia y,
por lo tanto, es preferible [16].2.1. LEAKY-WAVE ANTENNA (LWA) 11
2.1.2. Comportamiento físico de los campos en la antena Leaky-wave
Como se ha mencionado anteriormente, una antena leaky-wave soporta una onda rápida con
β < k0 , es decir su velocidad de fase es mayor que la velocidad de la luz, considerando el es-
quema mostrado en la Fig.2.8, podemos explicar el comportamiento del diagrama de radiación
de la leaky wave. En el cual, tenemos un campo eléctrico Ex (y, z) en la apertura (z = 0) de la
forma
Ex (y, 0) = Ae−jky y , (2.6)
donde el número de onda complejo viene de la relación geométrica entre los números de
onda de las componentes rectangulares [25], el módulo de estos vectores controlará el ángulo
de apuntamiento del vector resultante k0 .
Figura 2.7: Relación geométrica entre los números de onda kz y ky con el número de onda en
espacio libre k0 [24]
k02 = ky2 + kz2 (2.7)
entonces el número de onda de la componente vertical z puede obtener a partir de la relación
geométrica
kz2 = k02 − ky2 (2.8)
kz = βz + jαz (2.9)
En una antena leaky-wave la constante de atenuación se corresponde con las pérdidas de-
bidas a la fuga de potencia a lo largo de la estructura a medida que se propaga la onda y a las
pérdidas del dieléctrico. El campo en la región encima de la apertura (z > 0) es12 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
Ex (y, z) = Ae−jky y e−jkz z (2.10)
Si suponemos que la onda que se propaga por la estructura con β > 0 y α > 0, se radia
verticalmente entonces sustituyendo (2.9) en (2.11) se deduce que la onda en la región de aire
(z > 0) sigue un crecimiento exponencial
e(αz −jβz )z (2.11)
Por tanto tenemos que una onda que se propaga en la dirección longitudinal (y) tiene una
atenuación debido a la pérdida por fuga de potencia debe crecer exponencialmente en la región
de aire de la apertura [15]. A este tipo de ondas se les denomina impropias. Este comportamiento
impropio parece que no tiene mucho sentido físico, pero se puede explicar este con un simple
diagrama de rayos (Fig.2.8) que muestra una guía de ondas de fuga uniforme semi-infinita,
alimentada por una guía de onda cerrada. La ranura radiante está contenida en el plano z = 0,
comienza en y = 0 y se extiende hasta el infinito en la dirección y positiva. Como era de esperar,
se comprobó experimentalmente que esto no ocurría, que el campo crecía en la dirección z hasta
una cierta altura, a partir de la cual, comenzaba a decrecer exponencialmente [24].
Figura 2.8: Suma coherente de dos ondas fugadas en una dirección definida por θm .
Para explicar este comportamiento primero debemos explicar como se radian las ondas de
la estructura, para ello nos apoyaremos en la Fig.2.8.
Si la constante de fase (βy ) es grande, así lo será el desfase entre dos puntos consecutivos de
fuga de onda hacia el exterior. Esto conlleva que la suma en fase de las ondas radiadas desde
los puntos A y B no se de para la dirección ’broadside’, en la que ambas recorren la misma
distancia en el espacio.2.1. LEAKY-WAVE ANTENNA (LWA) 13
La diferencia de fase producida entre A y B ha de ser compensada, es por ello por lo que las
ondas salen en fase hacia una cierta dirección marcada por el ángulo θm , ya que el desfase de la
onda radiada por B con respecto a la radiada por A es compensado por la distancia señalada en
verde, resultando esto en que las ondas viajan en fase para una cierta dirección marcada por la
constante de fase βy .
Por lo que la dirección de máxima radiación se dará para el ángulo que haga que la distancia
que recorre de más (en el medio exterior) una determinada onda fugada A con respecto a su
consecutiva B, presente un desfase total igual al desfase entre los puntos A y B que sufre la
onda guiada.
Si aumentamos la frecuencia, mayor será βy , mayor cambio de fase de la onda guiada en
una determinada longitud, y mayor distancia ha de recorrer la primera onda fugada (A) para
compensar el desfase con la segunda onda fugada (B), la cual tarda más en salir de la guía,
esto lleva a concluir que la línea verde ha de ser más larga para compensar ese cambio de fase
producido en la guía, lo que se traduce en un ángulo de apuntamiento del haz principal mayor
con respecto a ’broadside’.
Esto demuestra la característica de escaneo en frecuencia, ya anunciada anteriormente, la
cual define el ángulo de apuntamiento como
βy (f )
sinθm (f ) = (2.12)
k0 (f )
Un vez que conocemos como se produce la radiación hacia afuera de la estructura abierta,
se puede dar una explicación del crecimiento exponencial de los campos impropios en las zonas
cercanas a la estructura.
Figura 2.9: Modelo de rayos para explicar los campos radiados de una leaky-wave [15]
La suma coherente de todas las contribuciones radiadas por la estructura se da para una cierta
dirección (θm ), hace que se pueda definir una zona iluminada por la radiación de la estructura.14 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
En esta zona, la contribución de mayor amplitud será la que proviene del punto más cercano a
la fuente de excitación de la guía, puesto que la energía va saliendo de la estructura mientras la
onda guiada en su interior se propaga, atenuándose esta tal y como se muestra en la Fig.2.10.
Figura 2.10: Diagrama simplificado para mostrar la fuga de energía y la aparición de una zona
iluminada en la zona exterior a la antena.
El grosor de las líneas de la Fig.2.10 hace referencia a la intensidad de las distintas con-
tribuciones, la cual es acorde en cada punto a la amplitud de la onda guiada en la estructura.
La primera contribución delimita la zona enfocada o iluminada por los rayos mostrados en la
Fig.2.10, además, el hecho de que esta sea la contribución de mayor intensidad, hace que la
amplitud del campo sea creciente hasta una cierta altura (límite de la región iluminada), lo que
explica ese crecimiento impropio del campo que modelaba la constante kz en la expresión (2.9).
A partir de altura límite, el campo presenta una caída exponencial con la distancia, por lo
que las ondas de fuga se den dentro de esta región donde los campos tienen un comportamiento
creciente conforme nos alejamos de la antena, es decir, las ondas de fuga solo existen dentro de
la zona iluminada, también conocida como cono de luz.
2.2. Half-Width Leaky-wave Antenna (HWLWA)
Desde el descubrimiento de la antena Leaky-wave se han desarrollado nuevos diseños y
variantes, una de estas variantes son las Planar Leaky-wave antennas (PLWAs), estas han si-
do objeto de estudio en las últimas décadas debido a su capacidad inherente de combinar las
características de las antenas planares (bajo perfil, bajo coste, simplicidad de integración con
otras tecnologías) con las de las LWAs (alimentación sencilla, alta directividad y capacidad de
escaneo en frecuencia). Los primeros diseños de PLWAs fueron propuestos por Ermert [17] y
Menzel [18] (Fig.2.11) basados en la radiación del primer modo de orden superior de la línea2.2. HALF-WIDTH LEAKY-WAVE ANTENNA (HWLWA) 15
microstrip (EH01 ) (Fig.2.12). Sin embargo, fueron Oliner y Lee los que explicaron en detalle el
mecanismo de radiación de las PLWAs, basado en la naturaleza compleja del primer modo de
fuga de la línea microstrip [19]-[21].
Figura 2.11: Antena planar Leaky-wave presentada por Menzel.
Figura 2.12: Distribución del campo eléctrico en una Microstrip del modo (EH01 ) [14]
Dentro del conjunto de antenas Microstrip Leaky-Wave este proyecto se centrará en el di-
seño de la Half-With Microstrip LWA (HWMLWA). Este diseño fue propuesto por Thiele et al.
como variante de la MLWA [22]. Está caracterizado por tener un único borde radiente, el ancho16 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
de línea se reduce a la mitad (W/2) respecto a la LWA anterior, es decir, tenemos una línea
microstrip cortocircuitada en uno de sus bordes utilizando una pared metálica la cual actúa co-
mo un conductor eléctrico perfecto (PEC), como puede verse en Fig.2.13. Esta pared metálica
debe ser diseñada de manera que cuando la onda incida con cierto ángulo rebote con la misma
energía sin producirse pérdidas entre la pared y la onda electromagnética. El efecto de fuga se
producirá en el extremo radiante, ya que cuando la onda electromagnética llega a este no ve
ningún obstáculo y por tanto sigue propagándose pero por un medio con distinta permitividad
relativa, dándose lugar a la radiación al exterior.
Figura 2.13: Estructura de una Half-width Leaky-wave Antenna
La HWMLWA tiene menor tamaño y las mismas características de radiación y capacidad
de escaneo que una antena Leaky-Wave completa y con la particularidad importante que no se
propaga el modo fundamental, siendo el modo dominante el primer modo de orden superior de
la microstrip (EH1 ). Esto es debido a que la propia estructura suprime de forma inherente el
modo fundamental, por tanto tenemos un pureza del modo asegurada, lo cual facilita el diseño
de la estructura de alimentación de la antena. Si representamos la sección transversal de la
antena podemos ver la distribución de campo eléctrico. El campo eléctrico tangencial se hace
nulo en los límites la pared PEC, lo que provoca que no exista el modo qT EM , mientras que sus
líneas de campo van aumentando hasta el borde opuesto abierto, permitiendo que se desacoplen
e irradien al exterior.2.2. HALF-WIDTH LEAKY-WAVE ANTENNA (HWLWA) 17
Figura 2.14: Líneas de Campos en una Half-width Leaky-wave Antenna
El modo leaky de primer orden se puede expresar por medio de su constante de propagación
compleja, que como bien se ha comentado en el apartado anterior, nos determina las propiedades
de radiación de la LWA (2.13). Esta constante de propagación compleja viene determinada
por la constante de fase (β) y la constante de atenuación (α). Recordando que la constante de
fase (β) nos determina el ángulo de apuntamiento θRAD (2.14) y la tasa de fuga (α) controla
el ancho de haz ∆θ (2.15). Ambas, junto con la longitud de la antena (LA ), que controla la
cantidad de energía radiada, determinan la eficiencia de radiación ηRAD (2.16) que para una
antena HWMLWA se establece normalmente a 90 % para permitir un control flexible de la
iluminación de la antena.
k = β − jα (2.13)
β(f )
sinθRAD (f ) ≈ (2.14)
k0 (f )
1
∆θ ≈ LA
(2.15)
λ0
cosθRAD
α LA
−4π
−2αLA k0 λ0
ηRAD = 1 − e =1−e (2.16)
Normalmente todas las expresiones vienen dadas en función del número de onda en espacio
libre (k0 ). En (2.14) podemos verificar que como β y k0 dependen de la frecuencia, el ángulo
de radiación también dependerá de la frecuencia de trabajo, dándose esta capacidad de escaneo
en frecuencia.
A partir de esta característica importante que nos ofrece la HWMLWA de capacidad inhe-
rente de escaneo en frecuencia. El escaneo de haz desde broadside hasta endfire aumenta en
frecuencia cuando 0 < α < β < k0 (Fig.2.15). El ángulo de escaneo más bajo es determinado
β α β α
por la frecuencia de corte, esta se produce cuando = , además cuando < el modo
k0 k0 k0 k018 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
leaky se encuentra en región de corte y no puede ser usado como fuente eficiente de radicación,
β
el ángulo mas alto será obtenido a la frecuencia mas alta que satisface que < 1, ya que si
k0
β
= 1 la dirección máxima de apuntamiento seria 90 y la antena radiaría en endfire.
k0
Figura 2.15: Capacidad de escaneo en frecuencia usando tres frecuencias diferentes
La ganancia de la antena disminuye conforme el haz se acerca a endfire, ya que tenemos
menos tasa de radiación α.
En la realización del diseño de la antena HWMLWA se harán estudios paramétricos que
nos determinen la mejor elección de los valores de cada parámetro de diseño que nos permitan
conseguir las características que se requieran. A parte de los parámetros de diseño descritos
anteriormente, exiten otros que nos afectan directamente a la frecuencia de corte, como son: la
longitud de la antena (LA ) la anchura de la antena (W), la altura del sustrato (h) y la permitividad
relativa del sustrato (r ).
1. Longitud de la antena, LA : este parámetro afecta a la ganancia de la antena y a la directi-
vidad del haz, por tanto también a la anchura de haz (∆θ).
2. Anchura de la antena, W: determina la propagación de la constante de fase β del mo-
do leaky a lo largo de la LWA. Conforme aumenta la anchura disminuye la frecuencia
de corte. Respecto al diagrama de radiación, este parámetro nos controla el ángulo de
apuntamiento de los haces generados a distintas frecuencias.2.3. RADIO FREQUENCY IDENTIFICATION (RFID) 19
3. Altura del sustrato, h: Si aumenta h, la frecuencia de corte también disminuye. Este pará-
metro controla la eficiencia de radiación.
4. Permitividad relativa del sustrato, r : Conforme aumenta r la frecuencia de corte dis-
minuye, además otra característica de este incremento es que aumenta la dispersión en
frecuencia del modo leaky lo que equivale a decir que tenemos un mayor escaneo.
Conociendo como afectan estos parámetros podemos aproximar el diseño final de la antena
a partir de la características de radiación que deseemos, es decir la banda de trabajo, los ángulos
de apuntamiento de los haces y la directividad de estos.
2.3. Radio Frequency Identification (RFID)
Los sistemas de identificación por radiofrecuencia (RFID) se utilizan ampliamente para la
identificación de dispositivos. Estos sistemas han experimentado un interés creciente debido a
las atractivas ventajas para el control automatizado de una amplia y variada gama de disposi-
tivos [11]. Algunos ejemplos de las aplicaciones más comunes en las que se utiliza hoy en día
la tecnología RFID son el pago contacless, la identificación de animales o personas, seguridad,
seguimiento, logística etc.
Las redes RFID se componen de tres entidades diferentes, etiquetas RFID o tags, readers
y servidores. Los lectores RFID tienen dos interfaces. La primera es una interfaz RF que se
comunica con las etiquetas en su rango de lectura para recuperar la identidad de las etiquetas.
La segunda es una interfaz de comunicación, generalmente IEEE 802.11 o 802.3, para comuni-
cación con los servidores.
Sin embargo, la mayoría de los sistemas RFID actuales sólo permiten la identificación de eti-
quetas RFID. Los sistemas RFID clásicos proporcionan información de localización de grano
grueso. Sus lectores se colocan generalmente en posiciones estratégicas, como puertas, y su
objetivo es detectar las etiquetas que pasan en su rango de lectura. Así, la precisión de la locali-
zación de estos sistemas corresponde a la dimensión de una célula formada por un lector. Con la
popularidad de los sistemas de detección de localización en interiores y el aumento de la inves-
tigación sobre posicionamiento en redes inalámbricas, ha comenzado a surgir el problema del
posicionamiento en redes RFID. Los métodos de localización para las etiquetas RFID se basan
en los mismos principios que los de las redes inalámbricas requiriéndose configuraciones más
complicadas basadas en la estimación de la distancia, el análisis de la escena o la proximidad20 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTOS Y CONCEPTOS GENERALES
[12]. Para reducir esta complejidad y mejorar la precisión de estos sistemas, la capacidad de
escaneo del haz de frecuencias de las antenas de LWA nos permitirá añadir esta característica
importante. El uso de RFID podría optimizarse enormemente si la información de identificación
estuviera vinculada a la ubicación o posicionamiento. Esta nueva dimensión del conocimiento
del contexto permitiría desarrollar nuevas estrategias de redes autónomas.
Los sistemas RFID tienen asignadas varias bandas de trabajo clasificadas en función del
rango de frecuencias: baja frecuencia (LF), que emplean el rango de entre los 125 o 134.2 kHz,
alta frecuencia (HF) que oscilan entre los 13.56 MHz, la de frecuencia ultra elevada (UHF),
con un rango de frecuencias entre 868 - 956 MHz y, finalmente, el sistema de microondas, que
opera en los 2,45 GHz.En este proyecto se ha trabajado a 868-956 MHz que se corresponde a
la banda Ultra High Frequency (UHF).Capítulo 3
Uso de la Cámara Anecoíca
Las antenas diseñadas a través del software HFSS son enviadas a fabricar. Cuando se reciben
los prototipos, es necesario comprobar si las características para las cuales fueron diseñadas son
próximas a las teóricas. Para ello, uno de los parámetros mas importantes a medir, en nuestro
caso, son: los Parámetros de Scattering o Parámetros S y los diagramas de radiación.
Los Parámetros S son medidos usando un analizador de redes vectorial (Vector Network
Analyzer, VNA), en concreto el modelo Rohde Schwarz ZVL 9kHz - 6 GHz. Este dispositivo
necesita una calibración previa, que se realiza usando un kit de calibración específico y se-
rá controlado de manera remota desde un ordenador. Estos parámetros describen la relación
entrada-salida entre puertos, nos proporcionarán información de la reflexión y la transmisión
tanto en magnitud como en fase, este último parámetro de la fase será clave en este proyecto, se
verá más adelante.
Figura 3.1: V N ARohdeSchwarzZV L9kHz − 6GHz.
En cuanto a los diagramas de radiación de las antenas, es necesario hacer uso de una cámara
anecoica para la obtención de los mismos. Una cámara anecoica es una sala diseñada para
absorber en su totalidad las reflexiones producidas por ondas electromagnéticas o acústicas.
Sus paredes están recubiertas de un material diseñado especialmente para la absorción de las
2122 CAPÍTULO 3. USO DE LA CÁMARA ANECOÍCA
ondas electromagnéticas con forma de cuña piramidal. Los usos de esta cámara son variados
en el campo de las telecomunicaciones, como son la medida de la tasa de absorción específica
de los dispositivos móviles, el diseño y caracterización de antenas, como es nuestro caso. Para
realizar estas medidas ha sido necesario una mesa posicionadora, plataforma giratoria donde se
coloca la antena a caracterizar. Esta mesa es capaz de girar 360º la orientación de la antena en
un plano horizontal al suelo, barriendo así un gran número de ángulos de interés en un diagrama
de radiación. Usando el controlador MCU mediante un bus GPIB-USB conectado directamente
al ordenador podemos controlar el posicionamiento de la mesa desde un ordenador. Para la
correcta conexión con el ordenador portátil es necesaria la instalación del programa “Keysight
Connection Expert”, desde el cuál podremos controlar la instrumentación conectada.
Figura 3.2: Innco Systems Compact Table CT 0800-P.
Figura 3.3: Innco Systems Turn device DE 3260-P.
A una distancia de la antena principal situaremos otra antena secundaria, esta debe tener un
diagrama y polarización apropiados para que las mediciones de la antena principal sean satis-23 factorias. El procedimiento es ir registrando la señal recibida de la antena secundaria en función de la posición angular de la antena principal, de esta forma construiremos el diagrama de ra- diación. Las medidas obtenidas son de naturaleza analógica, obtenidas por el VNA en su modo Analizador de Espectros. Se obtendrá el parámetro S21 para cada grado y en su forma lineal se conformará el diagrama de radiación de la antena de panel. El diagrama puede representarse tanto en el plano H como en el plano E. El modelo de antena secundaria elegido es una antena biconica cuya frecuencia de operación incluye nuestras frecuencias de trabajo (500 MHz - 3 GHz)
24 CAPÍTULO 3. USO DE LA CÁMARA ANECOÍCA
Capítulo 4
Desarrollo del proyecto
4.1. Diseño antena Half-width Leaky-Wave en HFSS
Para las aplicaciones anteriormente comentadas necesitamos conseguir haces con una di-
rectividad suficiente (anchos de haz en torno a 20º-30º), para frecuencias usadas en RFID en
la banda de UHF (900 MHz). Por ello, se necesitan LWAs de al menos un metro de longitud
[28] para conseguir sintetizar haces suficientemente directivos para aplicaciones de DoA. Sin
embargo, la limitación de la PCB de es el tamaño máximo de los paneles y no es posible fa-
bricar una antena de un metro de longitud en un único substrato, lo que hace necesario fabricar
al menos dos antenas idénticas de medio metro [29], empeorando la directividad, de forma que
para estrechar los haces se aplicará la técnica de conectar dos o más antenas LWA de 50 cm
formando un array conectándolas en serie.
En este apartado se va a mostrar el diseño de la antena Half-width Microstrip LWA a una
frecuencia central C = 915M Hz, cuya λ = 0,3279m, sobre un sustrato AD1000 usando el
software HFSS. Se ha escogido como sustrato el material AD1000 debido a compromiso coste-
prestaciones, consta de una permitividad relativa εr =10.25, altura del sustrato h=1.27mm y tan-
gente de pérdidas tan(δ) = 0,0009. El fabricante nos limita un tamaño de sustrato de (18"x 24")
como máximo. Por lo que se diseñará una antena HWMLWA que cumpla con las características
de radiación necesarias para aplicaciones de DoA. A partir de este diseño, como la longitud
máxima del sustrato esta limitada, dividiremos la antena en dos partes, las cuales formarán un
array en serie que generará las mismas características de radiación que la antena de 1 metro de
longitud inicial simulada.
Para tener una buena adaptación debemos diseñar una buena red de alimentación, en la lite-
2526 CAPÍTULO 4. DESARROLLO DEL PROYECTO
(a) (b) (c)
Figura 4.1: (4.1a) Taper con inset, (4.1b) Taper con cónico con arco e inset, (4.1c) Taper con
cónico.
ratura se pueden encontrar diferentes formas de alimentar una HWMLWA.
El mejor resultado, en cuanto a optimización de la adaptación, se obtiene utilizando una
linea microstrip y un taper cónico (4.1c), este se utiliza para adaptar la anchura óptima de la
leaky-wave, W , a la impedancia de entrada de la línea microstrip, caracterizada por su anchura
wms . La diferencia entre las anchuras influirá en una conicidad más o menos larga para obtener
una buena pérdida de retorno. En cualquier caso, las longitudes de conicidad deben ser elegidas
como un múltiplo de un cuarto de longitud de onda para minimizar la pérdida de retorno.
Como se ha introducido anteriormente, el diseño se compone de una microstrip sobre el
sustrato AD1000, la cual tiene una fila de postes metálicos en uno de sus lados a lo largo de la
línea, separados uniformemente formando un conductor eléctrico perfecto (PEC). Este diseño
se ha creado en HFSS como se puede ver en la figura 4.2.
Figura 4.2: Diseño de la LWA en HFSS.
Los parámetros del diseño de la antena están basados en las características para las frecuen-
cias de trabajo que se requieren. Estas frecuencias son las de la banda RFID 880-950 MHz.4.1. DISEÑO ANTENA HALF-WIDTH LEAKY-WAVE EN HFSS 27
Figura 4.3: Parámetros de diseño.
En cuanto a la longitud (LA ) y anchura de la antena (W0 ), son los parámetros mas determi-
nantes en referencia a su influencia en los patrones de radiación.
LA , nos determina la directividad (D) y por tanto anchura del haz (∆θ), manteniéndose
la siguiente relación:
↑ LA ⇒↑ D ⇒↓ ∆θ
W0 controla el ángulo de máxima radiación del haz principal θ0 , manteniendo la siguiente
relación:
↑ W0 ⇒↑ θ0
De esta manera se han calculado ambos parámetros para obtener el patrón de radiación
óptimo para utilizar en aplicaciones de DoA como pueden ser monopulso [30] o el algoritmo
MUSIC.
LA W0
101.2 cm = 3λ 25.83 mm
Tabla 4.1: Parámetros de diseño LA y W0 .
Los postes metálicos tienen la misma longitud que el grosor del sustrato (h) y un diámetro
determinado por:
λ
d< (4.1)
528 CAPÍTULO 4. DESARROLLO DEL PROYECTO
Siendo su separación entre centros (p):
p < 2d (4.2)
Algunos de los valores de los parámetros que se indican en la Fig.4.3:
Parámetros h p d WM S WT AP ER WF REE LM S LT AP ER
Valor (mm) 1.27 4 2 1.18 6 10.1 12 10
Tabla 4.2: Parámetros de diseño.
4.1.1. Resultados Half-width LWA
En este apartado se comprueba la validez técnica, mediante el diseño mostrado en el apar-
tado anterior, obteobteniéndose los resultados de su caracterización teóricos de HFSS.
En cuanto a su diagrama de radiación, el diseño debe cumplir las condiciones de directi-
vidad, con un ancho de haz aproximadamente de 20º y un nivel del lóbulo para la frecuencia
inicial en broadside bajo, para un buen funcionamiento del algoritmo monopulso o MUSIC.
Ganancia Normalizada HWMLWA HFSS L A = 101.2 cm
0
-3
-10
Ganancia (dB)
-20
-30
902MHz
915MHz
928MHz
-40
-90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
f (MHz)
Figura 4.4: Diagrama de Radiación Plano H de HFSS.
De la anterior figura 4.4 se puede ver que cumple la característica de escaneo frecuencial y
por tanto la variación del ángulo máximo de radiación a medida que varia la frecuencia, como
se adelantó en la parte teórica. Los ángulos de apuntamiento para cada frecuencia son:4.1. DISEÑO ANTENA HALF-WIDTH LEAKY-WAVE EN HFSS 29
F (MHz) 902 915 928
θRAD (deg) 15º 33º 46.5º
Tabla 4.3: Ángulo de máxima radiación para cada frecuencia.
El valor de Field of View (FoV) se relaciona con el campo de visión o detección que tendrá
el sistema monopulso o algoritmo MUSIC. En este caso, es de aproximadamente ±60º respecto
a la perpendicular (eje Z), dirección broadside de la antena.
La adaptación de una antena HWMLWA debe cumplir ciertas condiciones, las cuales im-
plican tener un parámetros de dispersión dentro de unos límites. El S11, que indica cuanta de
la potencia introducida en la estructura se refleja en el puerto de entrada, es necesario que esté
por debajo de -10 dB para las frecuencias de interés. El S21 que, hace referencia a la cantidad
de potencia que se transfiere entre el puerto 1 y el puerto 2 cuando la red es alimentada por el
puerto 1, debe ser lo mas alto posible. No es necesario especificar los parámetros S22, ni S12,
ya que la antena es simétrica y los resultados son aproximadamente iguales.
Parámetros S HWMLWA HFSS L A = 101.2 cm
-6
-8
-10
Parámetros S (dB)
-12
-14
-16
-18
-20
-22 S11
S21
-24
905 910 915 920 925
f (MHz)
Figura 4.5: Parámetros S para la HWMLWA LA = 101,2cm.
La finalidad de conseguir un diagrama de radiación característico y el uso de un sustrato30 CAPÍTULO 4. DESARROLLO DEL PROYECTO
concreto, repercute en la eficiencia de radiación, controlada principalmente por el parámetro H,
cuanto mayor sea, mejor eficiencia de radiación. Sin embargo, este efecto puede producir baja
eficiencia en la apertura, un compromiso ideal sería obtener un valor cercano a ηRAD = 90 %,
para este diseño se obtiene buena eficiencia hasta 925MHz donde disminuye respecto al óptimo
(Fig.4.6).
0.95
Eficiencia de radiación
0.9
0.85
0.8
0.75
0.7
0.65
905 910 915 920 925
f (MHz)
Figura 4.6: Eficiencia de radiación para HWMLWA de LA = 101,2cm.
4.1.2. Half-width LWA individual
Una vez conseguido un diseño que cumple con las características requeridas, debido a las
limitaciones comentadas se divide la antena de LA = 101,2cm en dos partes de LA = 50,6cm,
formando un total de LT = 550mm dentro de los límites que nos exige el fabricante. A nivel
de diseño, no se modifica ningún otro parámetro, solo la longitud de la antena.
Esta nueva antena que denominaremos como antena individual, al tener una longitud efec-
tiva más corta respecto a su longitud de onda (LA = 1,54λ), generará un diagrama de radiación
menos directivo. Pero que se debe tener en cuenta para comprobar las características de la an-
tena que se fabricará.4.1. DISEÑO ANTENA HALF-WIDTH LEAKY-WAVE EN HFSS 31
Diagrama Radiación HWMLWA HFSS - LA = 50.6cm
0
-5
Ganancia Normalizada (dB)
-10
-15
-20
-25
902MHz
915MHz
928MHz
-30
-90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
f (MHz)
Figura 4.7: Diagrama de Radiación LA = 50,6cm.
En cuanto a su adaptación, al tener la misma red de adaptación, se siguen consiguiendo unos
valores apropiados para su aplicación práctica, como se puede apreciar en la Fig.4.8, mejorando
el S21 ya que la onda debe recorrer menos distancia para las mismas características de fuga.
Por tanto cumple las condiciones para ser fabricadas, teniendo un nivel de S11 por debajo de
-10dB en toda la banda frecuencial.También puede leer
